采用DC/DC轉換器提高RF PA系統效率
來源： 發布時間：2017-07-07 10:00:07 次瀏覽
傳統上，CDMA/WCDMA蜂窩標準中使用的射頻功率放大器都直接由電池供電，這種供電方式使系統很容易設計。但是，這種標準中使用的線性功率放大器在整個發射功率范圍內的實際效率很低。
隨著蜂窩標準的不斷發展，傳輸速率已從CDMA-1標準中的14.4kbps發展到CDMA2000/WCDMA標準中的2Mbps。此外，為了增加從每個用戶獲得的平均收入，蜂窩通信運營商已開始增加與3G電話相關的服務。同時，通話時間和電池壽命也期望采用具有同樣或稍高一些容量的電池來獲得提高。這使得系統設計更富有挑戰性。系統設計師必須非常謹慎，對手機電路板上每一個元件的功率進行考察。從功率預算的角度而言，直接由電池供電的射頻功率放大器（RF PA）是需要重點考慮的元件。
CDMA和WCDMA采用的調制電路導致了一種表現為非常數振幅包絡的調幅信號的產生。為了保持信號的完整性以及促進頻譜再生，需要一種線性功率放大器。然而，由于功率放大器只有運行在增益壓縮條件下才能保持較高的效率，因而轉換效率并不高。為了達到所需要的線性，實際發射功率從功率放大器的壓縮點開始補償，這導致了效率的整體降低。當手機以發射模式工作時，由于功率放大器實際效率低，射頻部分的功耗將占功率總預算的65%。
因此，采用磁性降壓轉換器供電是線性功率放大器的理想選擇，這將大幅度提高系統的效率。增加的功率效率（PAE）是功率放大器的主要性能指標。
PAE(%)= (POUT-PIN)/Pdc
使用DC-DC轉換器（功率放大器電源穩壓器）的主要目的是減少分母中的Pdc因子。當功率放大器與電池直接相連時，Pdc=Vbatt*Ibatt,而當它使用功率放大器電源穩壓器供電時，Pdc=V o*I o?，F在我們能夠看出，為了增加PAE，V o和Io 必須低于Vbatt和Ibatt。這可以通過降低發射的射頻功率電平，降低功率放大器電源穩壓器的輸出電壓來實現。這樣也降低了Io （功率放大器的吸收電流），并且由于DC-DC轉換器的高效性，電池的輸出電流也會降低。
為了真正理解電源穩壓器為功率放大器帶來的功率節省，考慮面向不同調制方法的功率概率圖非常重要（見圖2）。功率概率圖在城市地區和鄉村地區會有所不同。
如圖3所示，為了符合鄰道功率抑制比（ACPR）的要求，DC-DC轉換器的輸出電壓必須隨著發射功率電平的變化而變化。在0d Bm到20d Bm的功率電平范圍內，電池電流可節省多達50mA。圖2表示的是功率放大器在大多數時間內，運行在這樣的功率電平范圍內。
那么，當發射功率電平提高時，我們為什么必須改變DC-DC轉換器的電壓呢？答案是：這種改變是保持鄰道功率抑制比（ACPR）的需要。ACPR用于表示功率放大器的失真狀況和其他子系統或系統引起鄰信道干擾的趨向。它指的是主信道的功率譜密度（PSD）與在幾種不同的失調頻率下測量的功率譜密度的比值。
圖5表明，當Pout增加時，如果功率放大器的供電電壓沒有增加，則ACLR的性能指標無法滿足要求。
WCDMA的系統級指標（3 GPP）是－34d Bc，為了保持足夠的余量（由溫度和器件的差異引起），ACLR的值一般定為－38d Bc。
為射頻功率放大器供電的降壓轉換器的主要要求
為射頻功率放大器供電的降壓轉換器具有特殊的功能，與為數字核心處理器供電的降壓轉換器有很大的差別。它們的差別主要在于工作特性和參數，例如開關式FET導通電阻、電流限值、瞬態反應、運行模式（例如PFM/PWM）、啟動時間、靜態電流和壓降情況。以下實例對這些差異進行說明：
在寬范圍輸出電壓和負載范圍內具有高效率
實例：在VIN=4.2V、V o=3.4V、Io =400mA（高射頻功率）時，LM3205的效率達到96%，在VIN=3.9V、V o=1.5V、I o=100mA（低射頻功率）時，效率為87%。
* 動態輸出電壓調節
實例：可使用V con引腳將LM3205的輸出電壓在0.8V～3.6V之間調節。V con到Vo的電壓增益為2.5。
* 30微秒的輸出壓擺率和建立時間（每個667微秒發射周期開始處的50微秒窗口期，在這一時間內，必須完成Vcon的調節）。在WCDMA結構中，發射功率按照基站的要求，每667微秒加（或減）1 dB。
* 在占空比接近100%時的低壓降和低紋波
實例：低RDSON （140 m?）的PFET（LM3205）或旁路FET（LM3024）產生低壓降，脈沖省略電路在占空比接近100%時的低紋波。
* 在低輸出電壓下的低占空比操作
實例：50納秒的最小導通時間實現了10%占空比的操作，以及0.8V或者更低的輸出電壓。當然，這取決于V IN的范圍。
* 高開關頻率
實例：2MHz的開關頻率有助于使用更小型的外部元件，并達到頻譜發射要求。
* 快速導通以滿足發射開/關的時標要求
實例：在V 0=3.4V，EN從低到高變化時，LM3203的導通時間為50微秒。
100%的占空比對比旁路模式
當降壓轉換器以100%的占空比運行時，電壓降為：
電壓降＝（RON,P+RL）·IO,
在這里，R ON,P是PFET的R DSON，R L是電感器的DCR。對于具有旁路FET的功率放大器電源穩壓器，旁路模式的電壓降為：
電壓降＝（RON,BYP）·IO,
在這里，RON,BYPDSON DSON
應用電路實例
如圖六所示，在該實例中，基帶具有查找表電路，該電路可根據所需要的輸出功率電平設定輸出電壓。
在圖七情況下，功率檢測器是閉環的一部分，并設定輸出電壓。
結論
DC-DC轉換器提高了手持移動設備中射頻功率放大器系統的效率，并能夠通過提高電池壽命來支持更多的特性和功能。
隨著蜂窩標準的不斷發展，傳輸速率已從CDMA-1標準中的14.4kbps發展到CDMA2000/WCDMA標準中的2Mbps。此外，為了增加從每個用戶獲得的平均收入，蜂窩通信運營商已開始增加與3G電話相關的服務。同時，通話時間和電池壽命也期望采用具有同樣或稍高一些容量的電池來獲得提高。這使得系統設計更富有挑戰性。系統設計師必須非常謹慎，對手機電路板上每一個元件的功率進行考察。從功率預算的角度而言，直接由電池供電的射頻功率放大器（RF PA）是需要重點考慮的元件。
CDMA和WCDMA采用的調制電路導致了一種表現為非常數振幅包絡的調幅信號的產生。為了保持信號的完整性以及促進頻譜再生，需要一種線性功率放大器。然而，由于功率放大器只有運行在增益壓縮條件下才能保持較高的效率，因而轉換效率并不高。為了達到所需要的線性，實際發射功率從功率放大器的壓縮點開始補償，這導致了效率的整體降低。當手機以發射模式工作時，由于功率放大器實際效率低，射頻部分的功耗將占功率總預算的65%。
 |
|
圖1：舊方法與新方法 |
因此，采用磁性降壓轉換器供電是線性功率放大器的理想選擇，這將大幅度提高系統的效率。增加的功率效率（PAE）是功率放大器的主要性能指標。
PAE(%)= (POUT-PIN)/Pdc
使用DC-DC轉換器（功率放大器電源穩壓器）的主要目的是減少分母中的Pdc因子。當功率放大器與電池直接相連時，Pdc=Vbatt*Ibatt,而當它使用功率放大器電源穩壓器供電時，Pdc=V o*I o?，F在我們能夠看出，為了增加PAE，V o和Io 必須低于Vbatt和Ibatt。這可以通過降低發射的射頻功率電平，降低功率放大器電源穩壓器的輸出電壓來實現。這樣也降低了Io （功率放大器的吸收電流），并且由于DC-DC轉換器的高效性，電池的輸出電流也會降低。
為了真正理解電源穩壓器為功率放大器帶來的功率節省，考慮面向不同調制方法的功率概率圖非常重要（見圖2）。功率概率圖在城市地區和鄉村地區會有所不同。
 |
| 圖2：在標準手機中，功率放大器在大多數時間內發射低功率電平，采用功率放大器電源穩壓器會提高功率節省的概率。 |
如圖3所示，為了符合鄰道功率抑制比（ACPR）的要求，DC-DC轉換器的輸出電壓必須隨著發射功率電平的變化而變化。在0d Bm到20d Bm的功率電平范圍內，電池電流可節省多達50mA。圖2表示的是功率放大器在大多數時間內，運行在這樣的功率電平范圍內。
 |
|
圖3：當功率放大器使用DC-DC轉換器供電時，電池電流的節省情況 |
 |
|
圖4：當功率放大器由電源穩壓器供電時，功率節省的百分比 |
那么，當發射功率電平提高時，我們為什么必須改變DC-DC轉換器的電壓呢？答案是：這種改變是保持鄰道功率抑制比（ACPR）的需要。ACPR用于表示功率放大器的失真狀況和其他子系統或系統引起鄰信道干擾的趨向。它指的是主信道的功率譜密度（PSD）與在幾種不同的失調頻率下測量的功率譜密度的比值。
 |
|
圖5：功率放大器的供電電壓和POUT怎樣影響ACLR |
圖5表明，當Pout增加時，如果功率放大器的供電電壓沒有增加，則ACLR的性能指標無法滿足要求。
WCDMA的系統級指標（3 GPP）是－34d Bc，為了保持足夠的余量（由溫度和器件的差異引起），ACLR的值一般定為－38d Bc。
為射頻功率放大器供電的降壓轉換器的主要要求
為射頻功率放大器供電的降壓轉換器具有特殊的功能，與為數字核心處理器供電的降壓轉換器有很大的差別。它們的差別主要在于工作特性和參數，例如開關式FET導通電阻、電流限值、瞬態反應、運行模式（例如PFM/PWM）、啟動時間、靜態電流和壓降情況。以下實例對這些差異進行說明：
在寬范圍輸出電壓和負載范圍內具有高效率
實例：在VIN=4.2V、V o=3.4V、Io =400mA（高射頻功率）時，LM3205的效率達到96%，在VIN=3.9V、V o=1.5V、I o=100mA（低射頻功率）時，效率為87%。
* 動態輸出電壓調節
實例：可使用V con引腳將LM3205的輸出電壓在0.8V～3.6V之間調節。V con到Vo的電壓增益為2.5。
* 30微秒的輸出壓擺率和建立時間（每個667微秒發射周期開始處的50微秒窗口期，在這一時間內，必須完成Vcon的調節）。在WCDMA結構中，發射功率按照基站的要求，每667微秒加（或減）1 dB。
* 在占空比接近100%時的低壓降和低紋波
實例：低RDSON （140 m?）的PFET（LM3205）或旁路FET（LM3024）產生低壓降，脈沖省略電路在占空比接近100%時的低紋波。
* 在低輸出電壓下的低占空比操作
實例：50納秒的最小導通時間實現了10%占空比的操作，以及0.8V或者更低的輸出電壓。當然，這取決于V IN的范圍。
* 高開關頻率
實例：2MHz的開關頻率有助于使用更小型的外部元件，并達到頻譜發射要求。
* 快速導通以滿足發射開/關的時標要求
實例：在V 0=3.4V，EN從低到高變化時，LM3203的導通時間為50微秒。
100%的占空比對比旁路模式
當降壓轉換器以100%的占空比運行時，電壓降為：
電壓降＝（RON,P+RL）·IO,
在這里，R ON,P是PFET的R DSON，R L是電感器的DCR。對于具有旁路FET的功率放大器電源穩壓器，旁路模式的電壓降為：
電壓降＝（RON,BYP）·IO,
在這里，RON,BYPDSON DSON
應用電路實例
如圖六所示，在該實例中，基帶具有查找表電路，該電路可根據所需要的輸出功率電平設定輸出電壓。
 |
|
圖六：基帶直接控制Vo |
在圖七情況下，功率檢測器是閉環的一部分，并設定輸出電壓。
 |
|
圖七：使用功率檢測器設定Vo |
結論
DC-DC轉換器提高了手持移動設備中射頻功率放大器系統的效率，并能夠通過提高電池壽命來支持更多的特性和功能。
